發(fā)布時間：2023-03-17 18:02:48
序言：寫作是分享個人見解和探索未知領(lǐng)域的橋梁，我們?yōu)槟x了8篇的濾波器設(shè)計論文樣本，期待這些樣本能夠為您提供豐富的參考和啟發(fā)，請盡情閱讀。
該濾波器幅頻特性自動測試儀的功能是能夠輸出可調(diào)頻率的正弦波給被測濾波器,并測量經(jīng)過濾波電路后的正弦波信號的變化,從而得出被測電路的幅頻特性。下面是幅頻特性檢測的大致步驟即本文安排:第一章是前言,介紹了課題的研究背景,國內(nèi)外對幅頻特性測試系統(tǒng)的研究現(xiàn)狀,以及論文的選題背景及意義。第二章主要是系統(tǒng)的系統(tǒng)設(shè)計部分,首先對濾波器的設(shè)計原則與方法進(jìn)行了介紹,然后設(shè)計了一個六階帶通濾波器,對電路原理進(jìn)行了設(shè)計仿真,最后提出了系統(tǒng)設(shè)計原理、設(shè)計指標(biāo)與系統(tǒng)結(jié)構(gòu)。第三章主要介紹了硬件電路部分的設(shè)計輸入與設(shè)計輸出。采用直接數(shù)字式頻率合成的方法產(chǎn)生正弦波。選取LM324作為幅度控制電路,矩陣式鍵盤用來完成功能選擇、參數(shù)輸入。第四章主要是信號處理部分,單片機(jī)與上位機(jī)之間進(jìn)行串口通信,方便進(jìn)行數(shù)據(jù)處理、仿真,最后進(jìn)行繪圖。第五章主要介紹圖形用戶界面GUI,系統(tǒng)測試方法與不同測試方法對比,章末進(jìn)行了誤差分析。第六章對整篇文章進(jìn)行總結(jié),最后提出改進(jìn)措施。
3濾波器幅頻特性自動測試系統(tǒng)硬件電路設(shè)計……………………17
3.1正弦掃頻信號發(fā)生模塊………………17
3.1.1正弦掃頻信號方案選擇………………17
3.1.2 DDS基本原理………………18
3.1.3 DDS芯片介紹………………19
3.1.4 AD9833芯片波形產(chǎn)生原理 ………………20
3.1.5 DDS硬件設(shè)計………………20
3.2數(shù)據(jù)處理及控制電路………………22
3.3幅度控制模塊………………23
3.3.1芯片簡介………………24
3.3.2幅度控制電路………………24
3.4鍵盤及顯示模塊………………25
4濾波器幅頻特性自動測試系統(tǒng)軟件設(shè)計……………… 31
4.1軟件幵發(fā)環(huán)境………………31
4.2軟件設(shè)計方法………………32
4.3系統(tǒng)流程圖………………37
5濾波器幅頻特性自動測試系統(tǒng)測試方法……………… 39
5.1 GUI圖形用戶界面………………39
5.2系統(tǒng)測試………………40
關(guān)鍵詞：再入段；UKF；聯(lián)邦濾波；組合導(dǎo)航；可重復(fù)使用運載器
中圖分類號：V249.32；TP391.9 文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A
Reentry integrated navigation of reusable launch vehicle based on federated UKF algorithm
REN Fang，LUO Jianjun
(School of Astronautics，Northwestern Polytechnical Univ.，Xi’an 710072，China)
Abstract：With the reentry problem in astronautic technology field，the Unscented Kalman Filter(UKF) algorithm is designed based on federated filter according to the nonlinear characteristic of the state equations in navigation system. And it is applied in the integrated navigation system of Reusable Launch Vehicle(RLV). The integrated navigation system of RLV which includes inertial navigation，satellite navigation and celestial navigation is simulated and compared with the system based on traditional federated filtering algorithm. The result demonstrates that the integrated navigation method and the UKF algorithm based on federated filtering can improve the navigation precision，robustness and reliability.
Key words：reentry；unscented Kalman filter；federated filtering；integrated navigation；reusable launch vehicle
0 引 言
可重復(fù)使用運載器(Reusable Launch Vehicle，RLV)是指可以重復(fù)使用的、能迅速穿越大氣層、自由往返于地球與太空之間的多用途航天器.RLV是降低航天運輸費用的有效手段，是未來航天領(lǐng)域發(fā)展的必然趨勢，而導(dǎo)航系統(tǒng)是RLV的關(guān)鍵技術(shù)之一.與航天飛機(jī)相比，RLV更重視導(dǎo)航系統(tǒng)的自主性、自適應(yīng)性、魯棒性和智能化.[1] 再入問題一直是航天領(lǐng)域科技發(fā)展的重點與難點.本文參考國外RLV再入段導(dǎo)航系統(tǒng)現(xiàn)狀，給出再入段組合導(dǎo)航方案，并推導(dǎo)再入段非線性狀態(tài)方程，對再入段組合導(dǎo)航方案進(jìn)行研究.
UKF(Unscented Kalman Filter)是JULIER等[2，3]提出的1種新的狀態(tài)估計方法.對于線性系統(tǒng)，UKF的濾波性能與卡爾曼濾波相當(dāng)；但對于非線性系統(tǒng)，其性能則明顯優(yōu)于推廣卡爾曼濾波.[4]本文對RLV再入段組合導(dǎo)航設(shè)計基于UKF的聯(lián)邦濾波算法，仿真試驗表明這種方法的可行性.
1 組合導(dǎo)航方案設(shè)計
RLV再入段飛行的特點是速度快、攻角大、氣動力干擾大，飛行過程中存在黑障現(xiàn)象.X-33的再入段就采用GPS/INS組合導(dǎo)航.
GPS/INS組合可以得到較穩(wěn)定的位置、速度信息，適中的姿態(tài)精度信息，但在黑障區(qū)GPS導(dǎo)航失效.天文導(dǎo)航是完全自主的導(dǎo)航方法，基本原理是通過姿態(tài)敏感器測量航天器與天體的幾何關(guān)系，確定航天器的軌道位置，有良好的自主性.[5]慣性/天文組合導(dǎo)航可以在黑障區(qū)完成導(dǎo)航任務(wù)[1]，經(jīng)過黑障區(qū)后重新捕獲GPS信號，對慣性導(dǎo)航進(jìn)行校正.因此，慣性/衛(wèi)星/天文組合導(dǎo)航是可行的導(dǎo)航方案.
2 基于聯(lián)邦濾波的UKF算法
傳統(tǒng)的導(dǎo)航濾波器采用擴(kuò)展卡爾曼濾波(Extended Kalman Filter，EKF)算法，但對非線性系統(tǒng)EKF不能滿足局部線性化假設(shè)會導(dǎo)致濾波器性能不穩(wěn)定.UKF是1種解決非線性問題的新方法，基本思想仍然采用與EKF類似的1套遞推公式，通過狀態(tài)與誤差協(xié)方差的遞推以及利用量測時刻的信息進(jìn)行更新來估計狀態(tài)的均值和方差.與EKF不同的是，UKF利用一系列近似高斯分布的采樣點，通過UT變換進(jìn)行狀態(tài)與誤差協(xié)方差的遞推和更新，不需要計算狀態(tài)方程和測量方程的Jacobian矩陣，不存在線性化誤差，濾波精度優(yōu)于EKF.因此，針對RLV再入段的狀態(tài)方程非線性特點，用UKF可以獲得更好的濾波精度.
聯(lián)邦濾波由若干子濾波器和1個主濾波器組成.子濾波器根據(jù)各自的觀測模型和測量數(shù)據(jù)進(jìn)行測量更新，輸出局部估計結(jié)果；主濾波器處理和融合所有的局部輸出，給出全局狀態(tài)估計，融合后的結(jié)果反饋到各子濾波器中，作為下一周期的初值.聯(lián)邦濾波提高系統(tǒng)的容錯能力，但傳統(tǒng)聯(lián)邦濾波中各子濾波器一般用EKF實現(xiàn)，對于非線性系統(tǒng)，濾波精度和穩(wěn)定性會受影響.本文將UKF方法應(yīng)用到聯(lián)邦濾波中，極大提高濾波器的性能.聯(lián)邦濾波的算法流程如下：(1)確定各子濾波器和主濾波器的初始信息(狀態(tài)初值及其協(xié)方差陣、系統(tǒng)噪聲協(xié)方差陣、量測噪聲協(xié)方差陣).(2)信息分配：選擇βm=0，βi=1/N的有重置結(jié)構(gòu)，見圖1.
由表1和2可以看出，UKF的濾波精度高于EKF.在黑障前UKF雖優(yōu)于EKF，但優(yōu)勢不明顯；在發(fā)生黑障后，UKF相對EKF的優(yōu)勢明顯，特別是可以有效減小位置估計誤差.因此，在黑障發(fā)生前使用EKF和UKF均可，但在黑障發(fā)生后使用UKF算法較好.
5 結(jié) 論
研究可重復(fù)使用飛行器再入段組合導(dǎo)航，設(shè)計慣性/衛(wèi)星/天文組合導(dǎo)航方案和基于UKF的聯(lián)邦濾波算法.結(jié)果表明該方案位置精度約為10 m，速度精度為0.05 m/s，姿態(tài)精度為0.05°.聯(lián)邦濾波保證了導(dǎo)航系統(tǒng)的高精度和穩(wěn)定性.將UKF算法應(yīng)用到聯(lián)邦濾波中，比傳統(tǒng)的EKF方法能獲得更高的精度和更好的魯棒性.
參考文獻(xiàn)：
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關(guān)鍵詞：濾波器 集成波導(dǎo) 頻率變換
中圖分類號：TN713.5 文獻(xiàn)標(biāo)識碼：A 文章編號：1007-9416（2013）12-0153-01
1 腔體耦合帶通濾波器的設(shè)計步驟
腔體耦合帶通濾波器的設(shè)計可分為如下七個步驟：
（1）根據(jù)設(shè)計指標(biāo)對帶內(nèi)紋波的要求，選定濾波器是切比雪夫型還是巴特沃斯型。一般來講，在滿足通帶內(nèi)的紋波時，都會選取切比雪夫型，因為它截止速率更快，使用元件數(shù)量更少，設(shè)計簡便，易于調(diào)整。（2）根據(jù)需要截止的頻率，計算出低通原形濾波器需要的元件個數(shù)n。若n計算得到非整數(shù)，則n取稍大一些的整數(shù)。（3）若選取切比雪夫型濾波器，根據(jù)通帶內(nèi)可容忍的紋波程度的大小，以及元件個數(shù)n，查表得到原形低通濾波器中各個元件的值。（4）根據(jù)設(shè)計指標(biāo)中的帶寬要求，計算出輸入、輸出腔的外部品質(zhì)因數(shù)與各腔體之間的耦合系數(shù)。（5）根據(jù)設(shè)計要求的中心頻率，可得到基片集成波導(dǎo)諧振器的長度和寬度，一般情況下，使用正方形的諧振器。（6）根據(jù)諧振器的結(jié)構(gòu)設(shè)計耦合結(jié)構(gòu)?？梢赃x擇電耦合、磁耦合，是感性耦合還是金屬通孔耦合等，提取輸入、輸出腔體的品質(zhì)因數(shù)和各個腔體之間的耦合系數(shù)。（7）整體仿真，對耦合系數(shù)、外部品質(zhì)因數(shù)、各腔體之間諧振頻率等敏感參數(shù)進(jìn)行微調(diào)，使濾波器達(dá)到最佳性能。
這七個步驟為本章腔體濾波器設(shè)計的基礎(chǔ)。本節(jié)將詳細(xì)敘述一款三腔體耦合帶通濾波器，從濾波器設(shè)計指標(biāo)的要求出發(fā)，到如和計算外部品質(zhì)因數(shù)和耦合系數(shù)，再到如何在電磁仿真軟件中提取計算所得參數(shù)。
2 三腔耦合帶通濾波器詳細(xì)設(shè)計
（5）設(shè)計此濾波器為感性耦合，為了使結(jié)構(gòu)更加緊湊，采用共面波導(dǎo)饋電，建立單腔模型，來提取外部品質(zhì)因數(shù)。諧振腔的外部品質(zhì)因數(shù)，L1越長，外部品質(zhì)因數(shù)越低；相反L1越短，諧振腔的外部品質(zhì)因數(shù)越高。通過L1可以調(diào)節(jié)到我們需要的外部品質(zhì)因數(shù)。如圖1所示，不同外部品質(zhì)因數(shù)時的回波損耗曲線，通過掃描一系列的L1，可以擬合出一條反映L1與外部品質(zhì)因數(shù)之間關(guān)系的曲線。通過擬合的曲線可以得到我們需要的諧振腔外部品質(zhì)因數(shù)時L1的長度，如圖1所示。從擬合曲線中讀數(shù)，我們可以得出L1的長度為1.086mm時，其外部品質(zhì)因數(shù)為53.21。
（6）提取耦合系數(shù)，建立雙腔模型。其中兩腔體的耦合就是靠它們共用的金屬通孔壁上的窗口進(jìn)行的，窗口寬度為La。La越大，兩腔的耦合作用越強，La越小，兩腔的耦合作用越弱。調(diào)節(jié)La即可得到需要的耦合系數(shù)。不同耦合系數(shù)時，雙腔模型的回波損耗曲線，可以看出，耦合系數(shù)越小，兩個諧振點（即11S曲線的兩個極小值）越靠近。通過掃描一系列的La，可以擬合出一條反映La與耦合系數(shù)之間關(guān)系的曲線。通過擬合的曲線可以得到我們需要的兩個諧振腔的耦合系數(shù)，如圖5.6所示。從擬合曲線中讀數(shù)，我們可以得出La的長度為3.98mm時，其外部品質(zhì)因數(shù)為0.02667。
（7）由以上幾個步驟我們得到了濾波器的初始尺寸，建立濾波器整體模型，具體參數(shù)如表1所示。
分析以上結(jié)果，可見帶內(nèi)的回波損耗S11過大，導(dǎo)致帶內(nèi)性能較差，可以調(diào)節(jié)外部品質(zhì)因數(shù)、耦合系數(shù)和諧振腔諧振頻率等參數(shù)進(jìn)行改善。中心頻率為11.6GHz，與設(shè)計目標(biāo)相吻合。相對帶寬為4.4%，比設(shè)計要求大一些，這需要減小耦合程度。所以我們通過調(diào)節(jié)此濾波器的敏感參數(shù)如L1、La腔體諧振頻率等進(jìn)行優(yōu)化。
參考文獻(xiàn)
關(guān)鍵詞：線性調(diào)頻信號，產(chǎn)生方法，壓縮方法
線性調(diào)頻信號具有非線性相位譜，能夠獲得較大的時寬帶寬積;與其它脈壓信號相比，很容易用數(shù)字技術(shù)產(chǎn)生，且技術(shù)上比較成熟;所用的匹配濾波器對回波信號的多卜勒頻移不敏感，因而可以用一個匹配濾波器處理具有不同多卜勒頻移的回波信號。這將大大簡化信號處理系統(tǒng)，因此它在工程中得到了廣泛的應(yīng)用。采用這種信號的雷達(dá)可以同時獲得遠(yuǎn)的作用距離和高的距離分辨率。
一、線性調(diào)頻信號的產(chǎn)生方法
隨著數(shù)字技術(shù)的發(fā)展，以前由模擬方法完成的許多功能逐漸被數(shù)字方法所取代，復(fù)雜的雷達(dá)信號的產(chǎn)生也基本完成了由模擬技術(shù)到數(shù)字技術(shù)的質(zhì)的轉(zhuǎn)變。因為與模擬方法相比，數(shù)字方法具有靈活性好、可靠性高、失真補償方便，及易于實現(xiàn)相參等明顯優(yōu)越性，現(xiàn)己成為產(chǎn)生高性能線性調(diào)頻信號的主要方法。數(shù)字方法產(chǎn)生線性調(diào)頻信號的方法主要包括兩種，波形存儲直讀法和直接數(shù)字合成法（DDS）。
波形存儲直讀法是一種經(jīng)典的基帶信號產(chǎn)生方法。它是預(yù)先根據(jù)采用頻率、基帶帶寬、時寬等信號參數(shù)，通過線性調(diào)頻信號的數(shù)學(xué)表達(dá)式分別計算出兩路正交信號的采樣值，按照順序預(yù)先寫入高速內(nèi)存中。通過對采用時鐘進(jìn)行計數(shù)而順序產(chǎn)生高速內(nèi)存譯碼地址，依次從高速內(nèi)存中讀出預(yù)先寫入的兩路正交信號的采樣值。I、Q兩路分別經(jīng)過數(shù)模變換、低通濾波產(chǎn)生兩路正交線性調(diào)頻基帶信號。這種方法具有原理簡單、成本低廉、對器件依賴小等優(yōu)點，并具有較好的幅相預(yù)失真補償能力，但是存在電路結(jié)構(gòu)比較復(fù)雜、需要高速控制電路配合，也增加了軟件的復(fù)雜度。經(jīng)正交調(diào)制和倍頻器，對基帶信號進(jìn)行帶寬擴(kuò)展和頻譜搬移，輸出所需帶寬和頻段的線性調(diào)頻信號。直接數(shù)字合成（Direct Digital Synthesis，簡稱DDS）方法。用這種方法產(chǎn)生的線性調(diào)頻信號的技術(shù)日益受到重視并廣泛應(yīng)用，它是根據(jù)線性調(diào)頻信號的頻率線性變化、相位平方變化的特點而設(shè)計的。直接數(shù)字合成法采用兩級相位累加結(jié)構(gòu)來得到線性調(diào)頻信號的二次變化的相位，然后根據(jù)相位值查存儲在ROM里的正弦、余弦表，將查得的值經(jīng)D/A轉(zhuǎn)化得到相應(yīng)的I、Q兩路基帶線性調(diào)頻信號。這種方法通過數(shù)控電路能對DDS輸出波形、頻率、幅度、相位實現(xiàn)精確控制，可在調(diào)頻帶寬內(nèi)對雷達(dá)系統(tǒng)的幅度和相位進(jìn)行校正，產(chǎn)生近乎理想的線形調(diào)頻信號。只要改變某些電路的參數(shù)設(shè)置，就可以改變線性調(diào)頻信號的時寬和帶寬。但由于DDS的全數(shù)字的全數(shù)字結(jié)構(gòu)，雜散電平高是其自身固有的缺陷。
二、線性調(diào)頻脈沖信號壓縮的實現(xiàn)方法
線性調(diào)頻脈沖信號的壓縮通常有兩種方式：模擬壓縮和數(shù)字壓縮。目前模擬式脈沖壓縮器件有：具有大帶寬、小時寬的聲表面波（SAW）器件；中等時寬和中等帶寬的體聲波反射陣列壓縮器等。隨著高速、大規(guī)模集成電路器件的發(fā)展，對于大時寬大帶寬信號的脈沖壓縮通常采用數(shù)字方式壓縮。
數(shù)字脈沖壓縮系統(tǒng)較之模擬方法具有一系列優(yōu)點：數(shù)字法可獲得高穩(wěn)定度、高質(zhì)量的線性調(diào)頻信號，脈沖壓縮器件在實現(xiàn)匹配濾波的同時，可以方便地實現(xiàn)旁瓣抑制加權(quán)處理，既可有效地縮小脈沖壓縮系統(tǒng)的設(shè)備量，又具有高穩(wěn)定性和可維護(hù)性，并提高了系統(tǒng)的可編程能力?？萍颊撐模瑝嚎s方法。因此，數(shù)字處理方法獲得了廣泛的重視和應(yīng)用。
1、線性調(diào)頻脈沖信號的時域數(shù)字壓縮實現(xiàn)
線性調(diào)頻信號的時域數(shù)字脈沖壓縮處理，通常在視頻進(jìn)行，并采用I、Q兩路正交雙通道處理方案，以避免回波信號隨機(jī)相位的影響，可減少約3dB的系統(tǒng)處理損失。中頻回波信號經(jīng)正交相位檢波，還原成基帶視頻信號，再經(jīng)A/D變換形成數(shù)字信號，進(jìn)行數(shù)字脈沖壓縮處理。I、Q雙路數(shù)字壓縮按復(fù)相關(guān)運算（即匹配濾波）進(jìn)行，雙路相關(guān)運算輸出經(jīng)求模處理、D/A變換，輸出模擬脈沖壓縮信號；I、Q雙路相關(guān)輸出的數(shù)字信號還可送后級信號處理。
2、線性調(diào)頻脈沖信號的頻域數(shù)字壓縮實現(xiàn)
由于高速A/D變換器、大規(guī)模集成電路技術(shù)以及快速傅立葉變換技術(shù)的應(yīng)用，使寬帶信號的實時處理成為可能?？萍颊撐模瑝嚎s方法。采用DSP及FPGA的頻域數(shù)字脈沖壓縮處理的優(yōu)點是處理速度高、工作穩(wěn)定、重復(fù)性好，并且具有較大的靈活性。
3、線性調(diào)頻脈沖壓縮方案
根據(jù)線性調(diào)頻信號的特點及其脈沖壓縮原理，數(shù)字脈沖壓縮系統(tǒng)首先要將回波信號經(jīng)A/D采樣變成數(shù)字信號，再進(jìn)行脈沖壓縮。時域數(shù)字脈沖壓縮實際上是將回波數(shù)據(jù)與匹配濾波器進(jìn)行復(fù)卷積，而頻域數(shù)字脈沖壓縮則是通過對回波數(shù)據(jù)進(jìn)行FFT后，與匹配濾波器的系數(shù)進(jìn)行復(fù)數(shù)乘法運算，然后再經(jīng)過IFFT得到壓縮脈沖的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)。對于N點長度的信號，在時域?qū)崿F(xiàn)數(shù)字脈壓，需要進(jìn)行L2次復(fù)數(shù)乘法運算，而頻域卷積法僅需2L1og2L次復(fù)數(shù)乘法運算，大大減小了運算工作量。另外，考慮到抑制旁瓣加權(quán)函數(shù)，若在時域?qū)崿F(xiàn)數(shù)字脈壓，不僅要增加存儲器，而且運算量將增加一倍，在頻域?qū)崿F(xiàn)抑制旁瓣加權(quán)函數(shù)，不需增加存儲器和運算量。
三、線性調(diào)頻脈沖信號的加權(quán)處理
線性調(diào)頻信號通過匹配濾波器后，輸出脈沖的包絡(luò)近似Sinc(x)形狀。其中最大的第一對旁瓣為主瓣電平的一13.2dB，其他旁瓣電平隨其離主瓣的間隔x按1/X的規(guī)律衰減，旁瓣零點間隔是1/B。在多目標(biāo)環(huán)境中，這些旁瓣會埋沒附近較小目標(biāo)的主信號，引起目標(biāo)丟失。為了提高分辨多目標(biāo)的能力，必須采用旁瓣抑制的措施，簡稱加權(quán)技術(shù)?？萍颊撐模瑝嚎s方法。加權(quán)可以在發(fā)射端、接收端或收、發(fā)兩端上進(jìn)行，分別稱為單向加權(quán)或雙向加權(quán)。科技論文，壓縮方法。其方式可以是頻率域幅度或相位加權(quán)，也可以是時間域幅度或相位加權(quán)。科技論文，壓縮方法。此外，加權(quán)可在射頻、中頻或視頻級中進(jìn)行。科技論文，壓縮方法。為了使發(fā)射機(jī)工作在最佳功率狀態(tài)，一般不在發(fā)射端進(jìn)行加權(quán)。目前應(yīng)用最廣的是在接受端中頻級采用頻率域幅度加權(quán)。
引入加權(quán)網(wǎng)絡(luò)實質(zhì)上是對信號進(jìn)行失配處理，所以它不僅使旁瓣得到抑制，同時使輸出信號包絡(luò)主瓣降低、變寬。換句話說，旁瓣抑制是以信噪比損失及距離分辨力變差為代價的。如何選擇加權(quán)函數(shù)這涉及到最佳準(zhǔn)則的確定?？紤]到信號的波形和頻譜的關(guān)系與天線激勵和遠(yuǎn)場的關(guān)系具有本質(zhì)上的共性，人們應(yīng)用天線設(shè)計中的旁瓣抑制原理，曾提出海明加權(quán)、余弦平方、余弦四次方加權(quán)等幾種最佳加權(quán)函數(shù)。但是這些理想的加權(quán)函數(shù)都較難實現(xiàn)。因此，只能在旁瓣抑制、主瓣加寬、信噪比損失、旁瓣衰減速度以及技術(shù)實現(xiàn)難易等幾個方面進(jìn)行折衷的考慮選取合適的加權(quán)函數(shù)。
結(jié)語：隨著數(shù)字技術(shù)和大規(guī)模集成電路技術(shù)的飛速發(fā)展，數(shù)字脈沖壓縮(也稱脈壓)技術(shù)以其性能穩(wěn)定、抗干擾能力強、控制方式靈活以及硬件系統(tǒng)更小型化等優(yōu)點，逐步取代早期的模擬脈壓技術(shù)，成為現(xiàn)代脈壓系統(tǒng)的發(fā)展趨勢。特別是近年來高性能通用數(shù)字信號處理器的出現(xiàn)，為雷達(dá)脈沖壓縮處理的數(shù)字化實現(xiàn)提供了一種工程實現(xiàn)途徑。數(shù)字脈壓系統(tǒng)的實現(xiàn)可以滿足體積小、功耗低和成本低等條件，其相關(guān)問題的研究成為國內(nèi)外廣大學(xué)者研究的熱點問題之一。
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【關(guān)鍵詞】射頻直采；GNSS；FPGA；DDR3；濾波
【Abstract】This paper puts forward a multi-frequency signal acquisition system based on sampling technology of RF satellite signals， simplifying RF front-end， increasing the sampling bandwidth， without mixing， multi-frequency signals can be sampled simultaneously. And then enter the FPGA sampling again to finish digital down conversion， shunts filtering， finally the procedure will be cached into DDR3， using Ethernet to realize the multi-channel signal synchronous acquisition. This method not only makes the RF system simple and flexible， but also reduces the interference caused by the RF front-end， achieving the integrity of the signals， improving the quality of sampling signal. The result of the experiment shows that the system is able to collect data from multiple bands continuously， and verifies the validity of this system through capturing the signals of GNSS.
【Key words】Direct-RF； GNSS； FPGA； DDR3； Filter
0 引言
隨著電子技術(shù)和用戶需求的快速增長，衛(wèi)星導(dǎo)航技術(shù)已廣泛應(yīng)用于國計民生、社會發(fā)展的各個領(lǐng)域，并顯現(xiàn)出巨大應(yīng)用潛力。國際四大系統(tǒng)都開始運營，我國的北斗系統(tǒng)建設(shè)發(fā)展已經(jīng)有十幾年之久，目前只是覆蓋亞太區(qū)域的東南亞地區(qū)，為以后的全球系統(tǒng)建設(shè)奠定基礎(chǔ)，北斗系統(tǒng)逐漸進(jìn)入到各個領(lǐng)域，具有重要的軍事戰(zhàn)略意義和顯著的經(jīng)濟(jì)效益。
利用多系統(tǒng)進(jìn)行導(dǎo)航將有效地減小電離層時延誤差，提高定位精度，在有遮擋的區(qū)域可以提高導(dǎo)航的連續(xù)性和有效性。傳統(tǒng)的導(dǎo)航接收機(jī)，射頻前端需要多級混頻、放大、濾波，混頻器和放大器設(shè)計難度較大，如果在多頻點和多系統(tǒng)接收機(jī)中，這個難度就更大，針對此問題，本文設(shè)計研究了射頻直接采樣GNSS數(shù)字電路，規(guī)避混頻，簡化系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，增加了系統(tǒng)的靈活性，在接收不同頻段信號時，接收機(jī)只需要調(diào)整前端的濾波器和AD采樣率。
1 硬件平臺設(shè)計
在衛(wèi)星導(dǎo)航接收機(jī)硬件思想描述上，為了保證信號完整性、實時性，按照軟件無線電的設(shè)計思路，盡量讓AD靠近天線端口。若AD具有高增益、高靈敏度、高動態(tài)范圍，那么前端的設(shè)計就可以簡化，首先在射頻前端用低噪放對信號進(jìn)行放大、帶通濾波，然后對多頻信號進(jìn)行分路濾波，再將濾波后的信號送至高速AD進(jìn)行采樣，通過FPGA進(jìn)行緩沖和數(shù)據(jù)處理（FIR數(shù)字濾波及抽?。?，最后將數(shù)據(jù)封裝成幀通過以太網(wǎng)口將數(shù)據(jù)打包送至上位機(jī)，上位機(jī)在物理層捕獲以太網(wǎng)數(shù)據(jù)包，解析MAC地址將需要的數(shù)據(jù)存儲到硬盤之中，最后通過軟件利用采集到的數(shù)據(jù)進(jìn)行捕獲跟蹤及定位解算，圖1（a）為系統(tǒng)整體硬件平臺的結(jié)構(gòu)。
1.1 射頻前端設(shè)計
目前，射頻直接采樣和數(shù)字下變頻主要有 2 種實現(xiàn)方式：一種是選擇較高采樣率對接收信號直接采樣，利用抽取濾波（在FPGA上實現(xiàn)）方法降采樣率的多系統(tǒng)多頻點接收機(jī)，可以選用 1600MHz 的 A/D 采樣速率（時鐘上下沿同時采樣可以達(dá)到3.2GHZ），由于受到硬件和布線水平的限制，此方法實現(xiàn)難度大；另一種是選擇較低的采樣率，對幾個窄帶信號通過射頻直接帶通采樣完成簡單的數(shù)字下變頻，而直采技術(shù)具備與模擬射頻前端進(jìn)行多級下變頻具有一樣的性能。本文將采用前一種設(shè)計思路，選擇合適的采樣率對接收的多路導(dǎo)航信號進(jìn)行直采，然后利用多相濾波器結(jié)構(gòu)、積分梳狀濾波器、半帶濾波器與高階FIR 濾波器等技術(shù)設(shè)計抽取濾波網(wǎng)絡(luò)，降低信號采樣率，實現(xiàn)多頻信號的分離和下變頻。
ADC采樣時鐘來自于頻率合成器輸出的時鐘，為了滿足ADC對于采樣時鐘的相位噪聲，本設(shè)計使用了10MHz的原子鐘作為頻率合成器輸入，通過FPGA將頻率配置成需要的頻率，也可以由外部時鐘源直接倍頻輸出。前端需要將信號放大至ADC可以采樣的電平，接收到的衛(wèi)星導(dǎo)航信號能量約為-141dB，GNSS天線增益為50dB，前端的增益足夠?qū)π盘柌蓸印?/p>
1.2 基于射頻直接采樣的采樣頻率選擇
帶通采樣定理在頻分多路信號的編碼、數(shù)字接收機(jī)的中頻采樣數(shù)字化中有重要的應(yīng)用。
在系統(tǒng)設(shè)計中，使用帶通采樣定理對射頻信號進(jìn)行采樣。根據(jù)帶通采樣定理，采樣率將只與信號帶寬有關(guān)，與載波頻率無關(guān)，這將使采樣率大大降低。采樣率最低應(yīng)不小于兩倍頻率，也可以說成要求是不低于各頻帶帶寬和的兩倍，計算公式如下：
針對表 1 中列出導(dǎo)航信號載頻及信號帶寬分布關(guān)系，首先確定合適的射頻采樣頻率這對整個系統(tǒng)的設(shè)計至關(guān)重要。1）利用數(shù)字混頻的方法將采樣頻率降低到124MHz（多路信號帶寬和），為了能夠進(jìn)行整數(shù)倍抽取，考慮選擇 124MHz 的整數(shù)倍頻率；2）從圖2上可以看到，低載頻的5路導(dǎo)航信號L2C、E5b、E5a（L5）、L2P（Y）、E6 信號的頻譜相距很近，近似看為一個信號，記為A；同理 L1C/A（E1b/c） 頻點的信號看作另一個信號，記為B；3）由于信號A的帶寬較寬，為 127.875MHz（1 166.22MHz～1 294.095MHz），用式（1）對其進(jìn)行帶通采樣，然后，用相同的采樣頻率對信號B進(jìn)行采樣。
用此采樣頻率進(jìn)行射頻直接采樣，可達(dá)到頻譜無混疊。并且進(jìn)行D=3倍抽取后，即能降采樣到124MHz。采取分級抽取降采樣率的方法可實現(xiàn)。降采樣后，信號A與信號B相距很遠(yuǎn)，仍然可以當(dāng)作兩個窄帶信號來處理。
1.3 降采樣率抽取濾波器的選擇
在FPGA上實現(xiàn)降采樣抽取濾波，濾波器選擇窄帶濾波器具有尖銳的截止特性（窄帶電調(diào)濾波器）。只有將帶寬參數(shù)趨近于信號帶寬，這樣就不會發(fā)生信號混疊，影響信號質(zhì)量。
AD采樣率太高，由于FPGA的工作頻率限制，必須降采樣運行。抽取就是把原來采樣點按每隔D點生成新的序列，這樣新的采樣率就降為原來的1/D（D>1），通過PLL將FIR的時鐘分出不同的頻率，用這個頻率接收FIR輸出的數(shù)據(jù)，即可以完成數(shù)字信號D倍的抽取，抽取后將大大減少數(shù)據(jù)量，降低處理難度。
設(shè)原始輸入信號為X（n），抽取后的信號為XD（m），則抽取后的信號表示為：XD（m）= X（mD）。經(jīng)濾波抽取信號頻譜變?yōu)椋?/p>
要不想產(chǎn)生混疊，可以進(jìn)行如下操作，首先原始信號通過一個LDP數(shù)字低通濾波器（帶寬為π/D），對原始信號進(jìn)行濾波，使原始信號的頻譜中只含有小于π/D的頻譜存在，再進(jìn)行D倍抽取，那么抽取后的頻譜就不會發(fā)生混疊。
常用的抽取濾波器包括半帶（HB）濾波器、積分梳狀（CIC）濾波器。HB濾波器是一種特殊的低通FIR數(shù)字濾波器，特別適合2倍抽?。―=2），并且HB濾波器的長度為奇數(shù)，其沖激響應(yīng)h（k）為實數(shù)且為偶對稱。當(dāng)實際的抽取倍數(shù)不是2的冪次方，此時就需要用到積分梳狀濾波器進(jìn)行3倍抽取。
1.4 抽取濾波器的設(shè)計
針對圖（b）所示經(jīng)直接采樣后的導(dǎo)航信號頻譜示意圖，要實現(xiàn)多系統(tǒng)多頻點的分離并且降采樣。由于信號A與信號B頻譜相距較遠(yuǎn)遠(yuǎn)，采樣后信號利用一級CIC濾波器級聯(lián)實現(xiàn)3倍抽取，濾掉A信號，并且采樣率變?yōu)?24MHz。將L2C信號頻譜搬移到零頻，再用一個FIR低通濾波器，濾除帶外信號。L1 C/A信號的分離與降采樣率實現(xiàn)同L2C信號。對于A信號，將帶通采樣后的信號經(jīng)過一個3階高通濾波器后，濾除B信號，并進(jìn)行抽取。同理將E6信號頻譜搬移到零頻，使用一級CIC濾波器實現(xiàn)1倍抽取，再經(jīng)過一級HB濾波器實現(xiàn)1倍抽取，再用FIR低通濾波器低通濾波，此時E6信號分離并且采樣率降低為124MHz。
數(shù)字信號處理中濾波器是核心，單級CIC濾波器的旁瓣電平是比較大，低于主瓣13.46dB，通帶紋波對主瓣的影響，阻帶截止特性不夠明顯。如果采用3級CIC濾波器級聯(lián)，帶通特性明顯，阻帶衰減可達(dá)到40dB以上。幾百兆或者幾十兆的高速信號經(jīng)過CIC濾波器抽取不會發(fā)生頻譜混疊。HB濾波器具有良好的通帶抑制紋波小和阻帶截止?jié)L降特性明顯。以上兩種濾波器的幅頻特性由抽取次數(shù)和級聯(lián)級數(shù)決定，濾波和降采樣同時進(jìn)行。
1.5 其他核心器件
兩個DDR3即雙倍速率同步動態(tài)隨機(jī)存儲器。為了適應(yīng)高速信號的采集存儲，保證采集信號的完整性和存儲的連續(xù)性。系統(tǒng)使用了兩片MICRON公司的高存儲密度和高帶寬的數(shù)據(jù)存儲應(yīng)用的理想選擇。
在多頻高速信號數(shù)字電路中，時鐘電路是整個系統(tǒng)的最關(guān)鍵部件。采樣時鐘的抖動和相位噪聲會完整地傳遞給采樣輸出，從而影響系統(tǒng)的載噪比。同步時鐘依賴的時鐘穩(wěn)定度取決于時鐘芯片的電源相噪。本系統(tǒng)采樣時鐘由外部時鐘源提供LVDS電平，因此不需要對輸入時鐘源進(jìn)行電平轉(zhuǎn)換及電路匹配設(shè)計，可以達(dá)到ADC的時鐘輸入要求。選用TI公司的芯片對時鐘電路進(jìn)行管理，芯片傳輸延時75ps，周期間抖動0.5ps，可滿足時鐘分配及傳輸要求。
本系統(tǒng)采用MICREL公司的千兆以太網(wǎng)芯片，通過BEL公司的網(wǎng)口接插件（自帶電平變壓器），將采集的高速數(shù)據(jù)上傳至PC上位機(jī)或者至下級的DSP處理實現(xiàn)面向?qū)ο蟮娜藱C(jī)交互和顯控。以太網(wǎng)的PHY是直接連接到FPGA的內(nèi)部ARM核，將采集處理數(shù)據(jù)封裝成幀以MAC地址進(jìn)行發(fā)送。以太網(wǎng)參考時鐘是25MHZ，可以倍頻到千兆。而到上位機(jī)進(jìn)行數(shù)據(jù)獲取時，F(xiàn)PGA發(fā)送數(shù)據(jù)時僅使用以太網(wǎng)的物理層，所以在PC主機(jī)抓包時僅需關(guān)注數(shù)據(jù)包的 MAC 地址信息即可，不需要再對 TCP/IP 協(xié)議進(jìn)行分析和處理。
2 仿真實驗
通過配置不同采樣率，對實際衛(wèi)星信號進(jìn)行采集存儲，利用快速捕獲算法，對采集到的數(shù)據(jù)進(jìn)行捕獲處理，獲得信號相關(guān)峰，如圖3所示。分析頻率與碼相位在二維搜索的影響，對1ms信號進(jìn)行時域和頻域的捕獲，并且噪聲系數(shù)和信號頻譜譜峰相差很大。因此，本文設(shè)計的直采系統(tǒng)適合GNSS系統(tǒng)。
3 結(jié)論
本文介紹了基于射頻直接采樣的GNSS多頻點數(shù)字系統(tǒng)的設(shè)計。論文從硬件平臺入手，主要有射頻前端、數(shù)字信號處理、以太網(wǎng)與上位機(jī)互傳等，對多系統(tǒng)多頻點采樣率選擇和FPGA采樣數(shù)據(jù)的抽取，利用半帶濾波和CIC濾波抽取方法實現(xiàn)中頻下變頻。該系統(tǒng)在靈活性和可擴(kuò)展性方面都要優(yōu)于傳統(tǒng)的下變頻采集系統(tǒng)，具備很好的通用性。
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[關(guān)鍵詞]雷達(dá)；頻率綜合模塊；中頻接受模塊；信號接收
中圖分類號：TN958 文獻(xiàn)標(biāo)識碼：A 文章編號：1009-914X（2017）05-0333-02
可以按照不同的工作頻段對雷達(dá)進(jìn)行劃分，常見厘米波雷達(dá)、毫米波雷達(dá)、分米波雷達(dá)，毫米波雷達(dá)與其他雷達(dá)比較有著更多優(yōu)勢，通過脈沖壓縮可以將分辨率大大提高，還具備更大的絕對帶寬，基于這幾點可以獲得更高的增益，即使是在相同的天線孔徑下也能夠做到，分辨率也大大提高。全相參技術(shù)中頻率綜合源是核心技術(shù)，也是雷達(dá)系統(tǒng)關(guān)鍵組成，保證頻率綜合源的寬帶寬與快速多點頻率捷變、降低功耗是設(shè)計關(guān)鍵。
1 頻綜模塊設(shè)計與實現(xiàn)
1.1 鎖相環(huán)頻率合成技術(shù)理論
作為一種具備跟蹤與閉環(huán)自動化控制功能的系統(tǒng)，鎖相環(huán)路（PLL）的主要作用是保持與外界參考時鐘的同步，同時也與電路輸出的信號保持一致性。如果參考時鐘頻率發(fā)生改變，應(yīng)用鎖相可以對這種變化進(jìn)行檢測，可以及時發(fā)現(xiàn)頻率異常，且內(nèi)部發(fā)出的反饋也能夠為輸出頻率的調(diào)節(jié)提供依據(jù)，以上過程的同步進(jìn)行就是“鎖相”。鑒相器與環(huán)路濾波器、壓控振蕩器是環(huán)相的幾個重要組成。
鑒相器是一種相位比較裝置，主要功能是比較反饋相位與輸入信號相位差，還能夠?qū)ο辔徊钷D(zhuǎn)換，最終以電壓形式輸出。低通特性是h路濾波器的主要特征，主要功能是調(diào)整環(huán)路參數(shù)。一電壓一頻率變換的裝置就是壓孔振蕩器，分為負(fù)阻壓控振蕩器與晶體壓控振蕩器、LC壓控振動器幾種。
1.2 頻綜模塊設(shè)計方案
鑒于頻綜模塊有著大量頻率需要輸出，也使得單一頻率綜合的過程變得較為繁瑣，可以讓鎖相環(huán)與倍頻鏈路結(jié)合，通過兩者的結(jié)合可以實現(xiàn)頻率綜合，確保這種綜合方式不那么復(fù)雜。系統(tǒng)中晶振直接產(chǎn)生系統(tǒng)時鐘信號，輸出以放大形式完成。AD時鐘信號1的產(chǎn)生需要使用到鎖相環(huán)原理，而AD時鐘信號2則從三倍頻中產(chǎn)生，即400MHz信號，1.2GHz信號二倍頻率后獲得DA時鐘信號。
1.3 電路設(shè)計
以上介紹了AD時鐘信號與DA時鐘信號的產(chǎn)生，AD時鐘信號頻率可以切換，如果頻率為400MHz/1.2GHz輸出的時鐘信號可以為2.5GHz。為了使電路設(shè)計不那么繁瑣，400MHz信號產(chǎn)生應(yīng)用鎖相環(huán)方式，信號經(jīng)過一系列的處理，包括濾波、放大與進(jìn)入到一分二功分器等過程可以最終進(jìn)入到三倍頻率器，將1.2GHz信號生成。然后1.2GHz信號再次進(jìn)行濾波、放大、分二功分器分為兩路后最終進(jìn)入到另一個輸入端，經(jīng)過二倍頻最終將2.5GHz產(chǎn)生，這一過程均體現(xiàn)了濾波―放大―輸出過程。
1.4 版圖設(shè)計
頻綜模塊的電路設(shè)應(yīng)用到的基板為Rogers RT4003，基板的厚度為0.620mm。此次設(shè)計為了將設(shè)計面積減少，減少原材料，應(yīng)用到了LC濾波器，采用倒裝的方式，且射頻信號線應(yīng)用到的是40Ω的傳輸線，可以更安全的接地，同時設(shè)計應(yīng)用到了非常多的接地孔。
1.5 結(jié)構(gòu)設(shè)計
頻綜模塊的結(jié)構(gòu)設(shè)計也是重點，依據(jù)用戶需求設(shè)計模塊的外形，為了防止出現(xiàn)相互間的干擾使信號接收與發(fā)送出現(xiàn)誤差，應(yīng)用到了隔板，目的是對頻綜模塊進(jìn)行分割，形成若干個獨立的腔體，這樣就能夠減少信號間的相互干擾。鑒于輸出經(jīng)過模塊的左側(cè)，且一部分信號輸出經(jīng)過背腔使用同軸的電纜引導(dǎo)輸出，將微帶濾波器固定到獨立腔體中，可以使性能更加穩(wěn)固。射頻輸出口應(yīng)用SMA接頭的頻綜模塊信號控制使用矩形接頭輸入。
1.6 設(shè)計存在的問題與修整
第一版頻綜模塊設(shè)計依然存在一些不足之處，調(diào)試過程中出現(xiàn)了問題，發(fā)現(xiàn)C波段的雜散高，且在各個輸出端口存在問題，因為在高本振信號雙環(huán)電路中，有著非常高的本振動率，且輸出了C波段鎖相環(huán)路以后，使用放大器對其進(jìn)行放大處理以后，功率也會隨之升高，即使有措施可以將這一問題解決，但是依然有著較高的雜散。由此，在第二版頻綜模塊設(shè)計中對X波段鎖相環(huán)路進(jìn)行優(yōu)化調(diào)整，使其能夠提供混頻器本振信號，這樣就可以使C波段的鎖相環(huán)路成為混頻器中的一個射頻參數(shù)，輸入更加穩(wěn)定、誤差減少，不需要受到大功率的影響，從而省略了放大器的應(yīng)用。
還有一個問題是結(jié)構(gòu)倒裝器設(shè)計成正面開槽樣式，這樣進(jìn)行加壓板的安裝時，鑒于平面由多個小的平面拼接而來，會出現(xiàn)一系列的裝配問題，從而不能將電路板背面保持良好的接觸。在第二版的設(shè)計中，還需要應(yīng)用到減震墊，安裝應(yīng)用正面開槽的方式，而倒裝的LC濾波器背面安裝的方法可以使正腔底部有一個非常穩(wěn)固的平面，從而將電路接地問題減少。
2 中頻接收模塊設(shè)計與實現(xiàn)
2.1 射頻電路設(shè)計
2.1.1 接受鏈路的設(shè)計
放大器與下變頻器、濾波器、VGA均是中頻放大器的與相位的重要組成，且三條接收鏈路基本一致。其中，下變頻器是非常重要的組成，將射頻的頻率移動至中頻頻率中是這一組成的主要功用，可以在移動過程中將需要應(yīng)用到的信息保留，進(jìn)而在對信號處理與采集時更加方便。接收鏈路的具置在混頻器的前側(cè)，作用是可以提供增益，但是有著較小的噪聲系數(shù)與較大增益，往往沒有較高的噪聲系數(shù)要求。而中頻放大器處于鏈路的最末端，也有著非常高的增益，且功率的輸出能力較好，基于此需要應(yīng)用到的工作帶寬較寬。在混頻器的后級有濾波器，設(shè)置濾波器的作用其實很顯然，即，對雜散進(jìn)行抑制，有著較好的矩形系數(shù)，此次設(shè)計應(yīng)用到LC集總參數(shù)濾波器。
2.1.2 檢波耦合電路設(shè)計
對檢波耦合電路設(shè)計的目的是確保其能夠接收到更多的耦合部分能量，從而將功率信息轉(zhuǎn)換為電平信號，此次應(yīng)用到的檢波器為反斜率形式的，工作頻率為1MHz-7GHz，最大的輸出功率為-80dBm。其中，按照差分輸入的方式使用AD8318，可以將高阻抗輸入，這是在低頻下，同時還能夠與一個50Ω的電阻匹配，其工作模式分為測量模式與控制模式兩種，可以在工作控制模式下；連接VGA與AD8318，然后再通過Vset實現(xiàn)AGC。AD8318檢波器具有一定優(yōu)勢，體現(xiàn)在：有著較快的響應(yīng)速度，通常為10ns/12ns，能夠?qū)φ拿}沖信號快速反應(yīng)，如果信號波出現(xiàn)時，如果依然較快響應(yīng)，將容易造成檢波波形出現(xiàn)較大的起伏落差，從而使AGC的控制減弱。AD8318還可以借助CLPF管_與電容的方式連接，通過這種方式對響應(yīng)時間進(jìn)行調(diào)整，為此，增加平滑檢波波形在該電容值中。
2.1.3 本振電路設(shè)計
本振電路設(shè)計的目的實際上是對輸入的本振信號放大處理，此電路的組成有放大器、濾波與功分等。為了防止放大器中產(chǎn)生過多的諧波，使信號出現(xiàn)干擾，就需要應(yīng)用到低通濾波器，這種濾波器的損耗同時也較小，二次與三次諧波得抑制大小分別為32dBc與20dBc。
2.2 AGC電路設(shè)計
可以按照不同的信號將AGC分為數(shù)字控制與模擬控制兩種形式，前者的優(yōu)勢是直接控制，有著較快的響應(yīng)，不需要再對D/A進(jìn)行轉(zhuǎn)換，但是不足是應(yīng)用到了數(shù)控衰減器會與VGA的連接過程中出現(xiàn)一些誤差，且兩者的連接有一定復(fù)雜性，不便于操作，容易對射頻電路產(chǎn)生過多的干擾。AGC的一個關(guān)鍵作用是對信號大小進(jìn)行判斷，但是雷達(dá)為脈沖體制，想要明確脈沖周期變化存在一定難度。為此，AGC的策略為：采用AD8318反斜率檢波器，低電平與脈沖信號的高功率狀態(tài)對應(yīng)，如果FPGA可以持續(xù)對電平變化進(jìn)行監(jiān)測，如果功率電平下降，可以對門限值進(jìn)行設(shè)定，如果認(rèn)為有脈沖信號輸入，可將開始采集到的數(shù)據(jù)當(dāng)成判斷的指標(biāo)。此外，為了更好的對連續(xù)波信號調(diào)試與測試，設(shè)置了延時觸發(fā)在AGC電路中，可以使電路觸發(fā)時間變得可控。
結(jié)束語
本文主要對雷達(dá)頻綜模塊設(shè)計與實現(xiàn)與中頻接收模塊設(shè)計與實現(xiàn)進(jìn)行了分析，表現(xiàn)了經(jīng)過兩次的設(shè)計調(diào)試以后各項技術(shù)指標(biāo)均能夠滿足用戶需求。當(dāng)前的頻綜模塊與中頻接收模塊可以將數(shù)字波形產(chǎn)生與毫米波TR模塊、天線等結(jié)合起來進(jìn)行綜合調(diào)試，且應(yīng)用效果較好。頻綜模塊與中頻接收模塊設(shè)計中依然有很多問題值得改進(jìn)，包括電路設(shè)計與結(jié)構(gòu)設(shè)計等，仍需要進(jìn)一步研究與優(yōu)化。
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關(guān)鍵詞:滑模變結(jié)構(gòu)控制;反演控制;自適應(yīng);一階濾波器;魯棒性
中圖分類號:TP202文獻(xiàn)標(biāo)識碼:A文章編號:1009-2374(2009)20-0042-02
現(xiàn)今,在電力電子和自動化領(lǐng)域都對DC-DC開關(guān)變換器的研究引起很大的興趣,主要是因為現(xiàn)在的開關(guān)電源普遍應(yīng)用于家用電器、通信等各個領(lǐng)域。Backstepping設(shè)計方法被稱為反步法,又稱后推法、回推法或反演法,它通常與Lyapunov型自適應(yīng)律結(jié)合使用,即綜合考慮控制律和自適應(yīng)律,使整個閉環(huán)系統(tǒng)滿足期望的動靜態(tài)性能。該方法由Kokotovic等于1991年首先提出,近年來引起了眾多學(xué)者的重視,相關(guān)研究文獻(xiàn)不斷見諸于各類期刊及論文集。本文就是考慮在此方法的基礎(chǔ)上針對負(fù)載變化的情況,又結(jié)合了滑模控制和一階濾波器,從而使輸出電壓達(dá)到了非常穩(wěn)定精確的輸出狀態(tài)。
一、buck變換器的數(shù)學(xué)模型
Buck變換器是有一些電力電子元件組成的電路,如圖1所示:
在具體分析中,我們假定電路各電感、電容、晶體管、二極管均是理想的。
故以上分析的狀態(tài)方程式可簡化為:
式中,x1,x2是buck變換器的電感電流和電容電壓,R是負(fù)載電阻。u是開關(guān)函數(shù),E是輸入電壓。
二、控制器設(shè)計
第一步:選取位置誤差z1=x2-vd,其中vd為期望的輸出電壓值。
對z1求導(dǎo)得:
(1)
其中,以為虛擬控制量。
第二步:引入誤差z2=-,所以1=+z2-
這時為了求得2,仿照上述方法,引進(jìn)一階濾波器。其傳遞函數(shù)為:
G(s)=
其中,為濾波時間常數(shù)。所以有:
+= (2)
則可以得到:
2=- =-+u-z2 (3)
設(shè)計滑模面s=bz1+z2,b為大于零的常數(shù)。求導(dǎo)可得:
=b+ bz2-b-+u-z2(4)
構(gòu)造Lyapunov函數(shù)
V=z12+s2+2
為了消除估計誤差,可得參數(shù)的自適應(yīng)律為
=-z1-s(5)
選擇控制律
u=-[b+bz2-b--z2 +k(s+sgn(s))] (6)
其中,k,為設(shè)計的參數(shù)。
則Lyapunov函數(shù)的導(dǎo)數(shù)為:
=z1z2+z1-z1-ks2-ks(7)
由電路的原理圖可知,有等式x1=x2成立,所以Lyapunov函數(shù)的導(dǎo)數(shù)為:
=z1z2+z1-z1-ks2-ks=-ks2-ks (8)
由式(8)知,只要通過選取適當(dāng)?shù)膋,的值,就可使得Lyapunov函數(shù)的導(dǎo)數(shù)小于零,即
的有效性和可行性。
三、仿真研究
當(dāng)R未知的時候,采用帶有濾波器的Back stepping滑?？刂品椒?對buck電路進(jìn)行仿真。
由上面的分析,可知,取控制器為:
u=-[b+bz2-b--z2 +k(s+sgn(s))]
取自適應(yīng)律為:
=-z1-s
控制器和自適應(yīng)律的參數(shù)取為r=10-9,b=300 ,k=10000 , =500,=2。
我們?nèi)uck變換器電路參數(shù)為負(fù)載電阻R=30,輸入電壓E=15V,期望的輸出電壓vd=6V,電感L=20mH, 電容C=68F,其仿真如圖2所示:
圖2顯示了電壓的跟蹤性能,輸出電壓能夠準(zhǔn)確的跟蹤我們的期望值,沒有紋波出現(xiàn),而且系統(tǒng)的上升時間很小。
對負(fù)載參數(shù)變化的系統(tǒng)的響應(yīng)曲線如圖3所示:
由圖3可以看出,不管負(fù)載怎么變化,輸出的電容電壓總能滿足我們的要求,不僅達(dá)到期望的輸出值,而且電壓曲線非常平滑,沒有紋波出現(xiàn)。在負(fù)載擾動過后的一小段時間內(nèi),就能穩(wěn)定得到期望的輸出值,調(diào)整時間非常短。
四、結(jié)語
從buck電路的平均模型出發(fā),考慮負(fù)載為未知的情況時采用了Backstepping滑?？刂品椒?并引進(jìn)了一階濾波器,避免了控制器系數(shù)項的膨脹,結(jié)合了自適應(yīng)控制的方法,對可參數(shù)化的未知量R進(jìn)行在線辨識,經(jīng)過仿真,驗證了設(shè)計的合理性,說明了此方法的快速性和強魯棒性。
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【論文摘要】近年來，隨著國家工業(yè)化和建筑智能化水平的不斷提高，現(xiàn)代建筑中的諧波危害也與越來越大，本文分析了危害的產(chǎn)生，從兩種性能濾波器的選擇給出了諧波的防治措施，僅供參考。
隨著技術(shù)的進(jìn)步和計算機(jī)時代的到來，國家工業(yè)化和建筑智能化水平不斷提高，大容量電力整流、換流設(shè)備以及電子設(shè)備在各工業(yè)部門和電力系統(tǒng)及其自動控制中的廣泛應(yīng)用，產(chǎn)生諧波的設(shè)備及數(shù)量均己劇增，并將繼續(xù)增長。實踐表明，來自供電系統(tǒng)的多種異常波形對敏感的電子設(shè)備的正常運行構(gòu)成了嚴(yán)重威脅，甚至毀壞硬件，數(shù)據(jù)丟失，所造成的經(jīng)濟(jì)損失是巨大的。智能建筑中大量的電子設(shè)備及電氣設(shè)備產(chǎn)生的諧波對配電系統(tǒng)污染嚴(yán)重，隨著智能建筑及智能小區(qū)的迅速發(fā)展，若治理不力，這種污染愈來愈重，將成為公用電網(wǎng)的主要污染源。因此現(xiàn)代智能建筑電氣設(shè)計中必須很慎重地考慮諧波以及它的不良影響，綜合治理好智能建筑的諧波和無功功率，對提高公用電網(wǎng)的電能質(zhì)量以及提高智能建筑的功能和效益等方面有十分重要的意義。
1諧波的概念
國際上公認(rèn)的諧波定義為：“諧波是一個周期電氣量的正弦波分量，其頻率為基波頻率的整數(shù)倍”。波形畸變是指交流電力系統(tǒng)中電壓或電流波形偏離正弦波。一個具有非正弦波形的周期變量可以用一組正弦變量及恒定分量之和來表示。頻率與原波形的頻率相同的分量稱為基波，其余頻率為基波整數(shù)倍的分量為諧波(hannonic)。諧波頻率和基波頻率的比值稱為諧波的次數(shù)。所討論的非正弦畸變波形應(yīng)該是周期性重復(fù)而且持續(xù)一段時間的過程，所以諧波是屬于穩(wěn)態(tài)范疇的念。
2諧波的危害
近年來，隨著社會的發(fā)展、科技的進(jìn)步，電力系統(tǒng)的諧波源也發(fā)生了很大的變化。目前，日益增長的非線性負(fù)荷的應(yīng)用引起的諧波電流將會給電纜、變壓器機(jī)帶來麻煩。智能建筑中產(chǎn)生的諧波電壓和諧波電流，對配電系統(tǒng)是一種污染，樓宇中的終端電氣設(shè)備與電子設(shè)備及樓宇智能化系統(tǒng)用電環(huán)境惡化，并的通信系統(tǒng)甚至配電系統(tǒng)以外的設(shè)備帶來危害。智能建筑中諧波主要來自于兩方面，一是大量非線性負(fù)荷形成的諧波源，導(dǎo)致配電系統(tǒng)的電壓、電流發(fā)生畸變，產(chǎn)生諧波；二是公用電網(wǎng)本身具有一定的諧波含量和配電變壓器等作為諧波源產(chǎn)生的諧波，由網(wǎng)側(cè)傳輸至配電系統(tǒng)。
2.1附加諧波損耗的產(chǎn)生諧波也能使一些大容量電力整流、換流設(shè)備以及電子設(shè)備產(chǎn)生諧波損耗。一些附加諧波損耗的包括：其一，由于變壓器的溫度升高，它的產(chǎn)生由于：諧波電流能增加變壓器的銅損和漏磁損耗或者是諧波電壓能增加鐵損。其二，電動機(jī)過熱或者產(chǎn)生附加力矩，由于它使電機(jī)主磁通呈脈動性，將產(chǎn)生高頻噪音、振動和轉(zhuǎn)動的周期變動，容易與機(jī)座發(fā)生共振現(xiàn)象，破壞機(jī)械設(shè)備本體，危害的嚴(yán)重性與諧波電壓、諧波電流以及旋轉(zhuǎn)電機(jī)的型式和結(jié)構(gòu)有關(guān)。其三，諧波能引起電容器過熱、過壓，諧波電壓使電容器產(chǎn)生額外的功率損耗，并聯(lián)電容器其容抗隨著諧波頻率增大而減少，產(chǎn)生過電流，加速絕緣老化進(jìn)程，增加絕緣擊穿故障。
2.2諧波能損壞敏感電子設(shè)備諧波對敏感電子設(shè)備的主要影響有：①對過零檢測以基波頻率為基準(zhǔn)的電子設(shè)備，因諧波的的影響造成過零誤動作，這種多個過零破壞電子設(shè)備的運行，最明顯的是數(shù)字時鐘，任何應(yīng)用過零原理的同步元件都應(yīng)考慮這種影響。半導(dǎo)體器件經(jīng)常在電壓過零時投入，以降低電磁干擾和涌流，多次過零會改變器件投入時間，破壞設(shè)備的運行。②電力電子電源使用波形的峰值以維持濾波電容器的全充電。諧波畸形可提高或削平波峰的峰值。其結(jié)果是即使均方根值的輸入電壓是正常的，電力電源將實際在高的或低的輸入電壓下，嚴(yán)重時設(shè)備的運行可能遭到破壞。③諧波會引起樓宇自動化、消防報警、辦公自動化、安全防范等系統(tǒng)的電子裝置誤動作，甚至無法工作。
2.3諧波惡化電力電纜絕緣和母線過熱電纜的分布電容可使諧波放大，諧波流過電力電纜時，所產(chǎn)生的集膚效應(yīng)將會加重，使電纜產(chǎn)生過熱，附加損耗增大。諧波引起電纜損壞的主要原因是浸漬絕緣的局部放電、介損和溫升的增大。電纜的額定等級愈高，諧波引起電纜介質(zhì)不穩(wěn)定的危險性愈大。諧波電壓引起的電壓波形畸變會影響線路正常運行，當(dāng)諧波電壓與基波電壓波峰重合時，可能使線路的電暈問題變得嚴(yán)重。在電網(wǎng)低谷負(fù)荷下當(dāng)電網(wǎng)電壓上升而諧波電壓也升高的時刻，電纜更容易出現(xiàn)故障。
2.4降低開關(guān)設(shè)備的開斷能力高次諧波含量較高的電流將使斷路器的分?jǐn)嗄芰档汀＿@是因為當(dāng)電流有效值相同時，波形畸變嚴(yán)重的電流與工頻正弦波形的電流相比較大。當(dāng)存在嚴(yán)重的諧波電流時，某些斷路器的磁線圈不能常工作，開斷將更為困難，而且由于開斷時間延長而延長了故障電流切除時間因而造成快速重合閘后的再燃。各種中壓斷路器在截斷電感電流時，可能發(fā)生大的諧頻涌波電壓和重燃現(xiàn)象，這和截流過程中激發(fā)的暫態(tài)參數(shù)諧振有關(guān)，并且常常受到附近電容器的響聲。
3簡述諧波的控制方法
以上列舉了幾種危害以及危害產(chǎn)生的原因，就其特點我們主要是從以下兩方面考慮：一是裝設(shè)諧波補償裝置來補償諧波，這對各種諧波源都是適用的；二是對電力電子裝置本身進(jìn)行改造，使其不產(chǎn)生諧波。
3.1采用無源調(diào)諧濾波器以前傳統(tǒng)的諧波補償辦法主要是采用LC組成的無源調(diào)諧濾波器，由濾波電容器、電抗器和電阻器適當(dāng)組合而成。它利用電容、電感在諧波頻率時發(fā)生諧振，提供諧波入地的低阻通路，使諧波導(dǎo)入大地脫離電網(wǎng)。它的優(yōu)點是：在基波時呈容性，能夠同時補償電網(wǎng)中感性無功功率，具有結(jié)構(gòu)簡單、技術(shù)成熟、前期投資少、功率容量大、運行可靠性高、運行費用低等優(yōu)點，一直被廣泛使用。但它缺點也較多：受電網(wǎng)阻抗和運行狀態(tài)影響大，易和系統(tǒng)發(fā)生并聯(lián)諧振，導(dǎo)致諧波放大，甚至過載燒毀；它也只能補償固定頻率的諧波，當(dāng)所需補償諧波較多時需裝置多組濾波器，既增加了成本也降低了可靠性。
3.2有源電力濾波器有源濾波器是20世紀(jì)80年代以來逐漸興起的諧波抑制新方法，目前己成為諧波抑制的一種趨勢。它的優(yōu)點是：能對頻率和大小都變化的諧波和無功進(jìn)行補償，可以彌補無源濾波器的不足，獲得比無源濾波器更好的補償特性，是一種理想的補償諧波裝置。與無源濾波器相比，有源濾波器有以下優(yōu)點：①為高次諧波電流源，不受系統(tǒng)阻抗的影響。②沒有共振現(xiàn)象，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)的變化不會影響補償效果。③原理上比LC濾波器更為優(yōu)越，用一臺裝置就能完成各次諧波的補償。④即使高次諧波的頻率發(fā)生變化，也能完全補償。有源電力濾波器的變流電路可分為電壓型和電流型，目前實際應(yīng)用的裝置中90%以上是電壓型。從與負(fù)載連接形式的角度可分為并聯(lián)型有源電力濾波器和串聯(lián)型有源電力濾波器兩大類?，F(xiàn)在運行的裝置幾乎都是并聯(lián)型，上述類型都可以單獨使用也可以和LC濾波器混合使用。目前，有源電力濾波器的研究主要集中在交流有源電力濾波器，直流有源電力濾波器的研究也在逐步開展，典型的研究之一是在直流輸電系統(tǒng)中的應(yīng)用。
3.3高功率因數(shù)變流器整流裝置是電力系統(tǒng)的主要諧波源。對整流裝置改進(jìn)，使其盡量不產(chǎn)生諧波，并且電流電壓同相位，稱高功率因數(shù)整流器或高功率因數(shù)變流器。①采用整流電路的多重化。②采用脈寬調(diào)制整流電路。③采用帶斬波器的二極管整流電路。④矩陣式變頻電路。
參考文獻(xiàn)
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